高頻高壓線性放大器相關技術結論與探討
（1）前言
高頻高壓線性放大器常應用在物理領域中，如壓電傳感器、光電調制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調頻脈沖激光器中。為了達到要求的頻率范圍，晶體端電壓必須達到7KV，頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%，直流48V供電時功耗不大于60W。
此電路的關鍵指標是三角波的保真度。此電路的負載具有明顯的容性，晶體附加連接線的總電容約為50pf，它要求在正負半周內能送出或吸收數MA的恒定電流，此外還要求型號頻帶寬度位數MHZ。如此具有高綜合指標的電路以往還很少見。
（2）設計要點
眾所周知，電容的端電壓與流過它的電流由下式決定：
I = CLdv/dt
當前要求用驅動電路供給“推、拉”電流，驅動負載，如果在低壓工作條件下，可以使用B類拓撲電路實現，而且功耗小、電路簡單；但此處要求工作在數千伏的高壓下，是行不通的，因為電壓低的驅動級和高壓輸出級間必須有很高的直流絕緣。固然，采用光電隔離是可行的，然而其非線性會引起工作不穩定，特別是不能開環工作，必須加閉環反饋。
采用級聯輸出方式的A類推挽放大器則不會有上述問題。但存在的缺點是必須提供較大的靜態電流，從而導致功耗增大。實際上，在用三角波電壓驅動電容負載的條件下，采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短；B類推挽功耗及靜態電流小，但線性度差，而A類推挽電路恰好相反，同時要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個因素，取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負載的A類拓撲電路。該電路在最大轉換功率時的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中，晶體電容為CX，連接電纜電容為20—30PF, 用兩個3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電，可在70μs 的時間內提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt＝100V/μs,
I0＝(CX+C0/2)dv/dt＝4MA
這樣每個放大器的功耗是14W，兩個便是28W。此值比預設的60W小，甚至在DC/DC轉換效率為50%時仍然能滿足要求。對于無源設備，其輸出電容大體上可以認為與最大電流變化率呈線性關系。但此線路的AC功能不理想，故須另辟新徑，找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個較理想的線路。它的輸出級采用多級MOSFET串聯,它們具有相近的電氣性能參數特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS，BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實驗表明該電路寄生電容小，允許使用高阻值的偏移電阻，而且功耗和電源成本都比較小。
（3）放大電路
3.1 多級MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET，R3和R4是預偏置電阻，用來調節各級的偏移電壓；Q14—Q24 是提升電壓部分，做自動跟蹤調節電壓用，以保證各級漏源間及漏柵間電壓小于300伏，在這樣的條件下，每個單元的功耗均小于1W；同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成，他是被運算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網絡
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的，并加到高頻模擬運放芯片IC1 AD 840的反相端上，這4個元件的調整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經受輸出的全部電壓，元件本身參數的變化都會影響輸出電壓的線性度，同時也會導致諧波失真加大，電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產品，其電阻電壓系數低，僅為10-6Ω/V，C1與R1并聯在于減少R1分布電容的影響。此外，電路中的負反饋網絡只靠C2無法取得良好的補償。C4是射頻微波電容，5μf，耐壓2.5KV其介質損耗小，電壓系數也小，比較理想。未了取得較高的熱穩定性，R2,C2均須使用優質器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補償，使設備的各項指標滿足要求，最終達到預期效果。
經測定，此系統的閉環增益為350.
3.3 穩定性及補償
系統對小信號的響應取決于運放與串級MOSFET輸出級（包括負載）的傳遞函數乘積。如調節不當，系統一旦閉環就有可能出現震蕩，為防止這種情況出現，應當通過調整局部反饋電容C3的大小擴展放大器的頻帶，并用C4提升頻帶的高端頻率，使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調整電流
預置電阻R3及R4是控制來自級聯MOSFET放大器上半部的源電流，即“推電流”，用R3 調Q13的偏壓調整最大充電電流的幅度；電阻R4 決定“吸電流”的大小（該電流由負載流如放大器，在輸出端與推電流方向相反）。注意，在負載放電的半周期中Q13 關斷，可以看出此時的串級式MOSFET的工作狀態就和B類推挽放大器類似了，從而減低了設備的功耗，提高了電源的效率。實驗中還發現如R4太大，則系統的線性度和穩定性受損；由于
MOS閾值電壓具有負溫度特性，故Q13 對于溫度變化也是比較敏感，這樣也就對穩定性產生一些影響。第三，R5 相對于分壓器的其他電阻應當小一些，這樣可以降低Q13 的平均功耗，從而使溫度穩定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動的因素
串級MOSFET輸出級的上下臂中的每個管子的飽和電壓在50伏左右，它相對于最大的輸出電壓來說影響不大；
可控的最大負載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓，甚至在負載為純容性時，流過偏流電阻的電流實際上也被串級MOSFET分流。當輸出端相對輸出中點電壓最大時，此分流電流之值約為 1.5MA，但這對于較大正弦信號的響應特性幾乎沒有影響；如果負載中含有電阻成分，則最大充電電流值將會小一些。
運算放大器輸入端的偏移電壓的大小會影響輸出端中點的靜態電流值，建議IC2使用芯片2951可調電壓穩壓器，而且它和信號源耦合是交流的。實驗表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化；同時保證無論設備工作在靜態或是動態時各級MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5．.結論與探討
5.1 初步調試
在給定負載下為獲取最佳充電電流即最大設備效率，先將R3和R4調到適當值。為此
①將高端（HT）電壓先調到1000伏，以減小調整過程中的難度，同時也減小調整過程中的功耗；
②調輸入直流偏壓，將輸出靜態電壓為電源電壓1/2；
③R4暫調成零，R3調到最大值，輸出電流約為10MA；再調R4將工作電流減到6MA左右；
④升高電源電壓到額定，重調輸入偏壓。
⑤調反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應和閉環增益；
以上最佳狀態只是在方波小信號的情況下調得的，最后還要在大信號下細致調整。
如負載電容地域20PF，調整過程會更難一些。但無論如何，通過調整C3、C4可以在穩定性和帶寬是能夠找到一個較好的折中方案。
5.2 小信號性能
圖三是小信號電壓增益和相位滯后對頻率的依存關系，輸入信號峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點的增益量是50.8db,當頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性，其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關系曲線；當輸入正弦電壓的條件下，此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出（3.4KV）范圍內，諧波失真小于0.04%，測試結果其他各項指標也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質指標
5.6 溫度穩定性及噪音指標
6.結論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓，充放電電流為8.0MA；并具有良好的大、小信號的響應狀態。在大信號是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分，在全程范圍內小于0.04%，三角波的線性失真度為±0.01%（試驗頻率為1.0KHZ），在高頻工作條件下，相位失真是主要的。當負載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時，線性度降到±0.3%。
高頻高壓線性放大器常應用在物理領域中，如壓電傳感器、光電調制器、液晶顯示器等。本文介紹的電路系用在CO2 線性調頻脈沖激光器中。為了達到要求的頻率范圍，晶體端電壓必須達到7KV，頻率在500HZ—7KHZ, 非線性誤差小于0.1%，直流48V供電時功耗不大于60W。
此電路的關鍵指標是三角波的保真度。此電路的負載具有明顯的容性，晶體附加連接線的總電容約為50pf，它要求在正負半周內能送出或吸收數MA的恒定電流，此外還要求型號頻帶寬度位數MHZ。如此具有高綜合指標的電路以往還很少見。
（2）設計要點
眾所周知，電容的端電壓與流過它的電流由下式決定：
I = CLdv/dt
當前要求用驅動電路供給“推、拉”電流，驅動負載，如果在低壓工作條件下，可以使用B類拓撲電路實現，而且功耗小、電路簡單；但此處要求工作在數千伏的高壓下，是行不通的，因為電壓低的驅動級和高壓輸出級間必須有很高的直流絕緣。固然，采用光電隔離是可行的，然而其非線性會引起工作不穩定，特別是不能開環工作，必須加閉環反饋。
采用級聯輸出方式的A類推挽放大器則不會有上述問題。但存在的缺點是必須提供較大的靜態電流，從而導致功耗增大。實際上，在用三角波電壓驅動電容負載的條件下，采用B類和A類推挽電路作輸出各有長短；B類推挽功耗及靜態電流小，但線性度差，而A類推挽電路恰好相反，同時要求由較高的直流電源供電。綜合考慮極間耦合的易行性和功耗的適度性兩個因素，取其折中方案即如圖1所示采用恒流源代替具有充電負載的A類拓撲電路。該電路在最大轉換功率時的功耗僅為B類推挽電路的兩倍。
在此電路中，晶體電容為CX，連接電纜電容為20—30PF, 用兩個3.5KV的高壓電源以反相橋方式向放大器供電，可在70μs 的時間內提供7KV的電壓偏移量。即獲得
dv/dt＝100V/μs,
I0＝(CX+C0/2)dv/dt＝4MA
這樣每個放大器的功耗是14W，兩個便是28W。此值比預設的60W小，甚至在DC/DC轉換效率為50%時仍然能滿足要求。對于無源設備，其輸出電容大體上可以認為與最大電流變化率呈線性關系。但此線路的AC功能不理想，故須另辟新徑，找出更好的解決方法。
圖二所提供的正是一個較理想的線路。它的輸出級采用多級MOSFET串聯,它們具有相近的電氣性能參數特別是耐壓值盡量一致。以往的資料介紹過使用SIPMOS，BSS125或BSS135等N溝道MOSFET或耗盡型MOS是比較理想的。實驗表明該電路寄生電容小，允許使用高阻值的偏移電阻，而且功耗和電源成本都比較小。
（3）放大電路
3.1 多級MOSFET串接
該恒流源由12只MOSFET, Q13—Q24和連接它們的偏移電阻組成。Q13是耗盡型MOSFET，R3和R4是預偏置電阻，用來調節各級的偏移電壓；Q14—Q24 是提升電壓部分，做自動跟蹤調節電壓用，以保證各級漏源間及漏柵間電壓小于300伏，在這樣的條件下，每個單元的功耗均小于1W；同樣“吸電流”電路部分由Q1—Q12組成，他是被運算放大器輸出端電壓直接控制的。
3.2 反饋網絡
輸出電壓的恒定分量是通過分壓器R1,CI,R2,C2取得的，并加到高頻模擬運放芯片IC1 AD 840的反相端上，這4個元件的調整對于獲得最佳放大功能至為重要。R1,CI 必須能經受輸出的全部電壓，元件本身參數的變化都會影響輸出電壓的線性度，同時也會導致諧波失真加大，電阻R1, 10MΩ必須選用WELWYN T43系列產品，其電阻電壓系數低，僅為10-6Ω/V，C1與R1并聯在于減少R1分布電容的影響。此外，電路中的負反饋網絡只靠C2無法取得良好的補償。C4是射頻微波電容，5μf，耐壓2.5KV其介質損耗小，電壓系數也小，比較理想。未了取得較高的熱穩定性，R2,C2均須使用優質器件。這樣配置可得到比較理想的頻率補償，使設備的各項指標滿足要求，最終達到預期效果。
經測定，此系統的閉環增益為350.
3.3 穩定性及補償
系統對小信號的響應取決于運放與串級MOSFET輸出級（包括負載）的傳遞函數乘積。如調節不當，系統一旦閉環就有可能出現震蕩，為防止這種情況出現，應當通過調整局部反饋電容C3的大小擴展放大器的頻帶，并用C4提升頻帶的高端頻率，使帶寬至少超過1MHZ。
3.4 調整電流
預置電阻R3及R4是控制來自級聯MOSFET放大器上半部的源電流，即“推電流”，用R3 調Q13的偏壓調整最大充電電流的幅度；電阻R4 決定“吸電流”的大小（該電流由負載流如放大器，在輸出端與推電流方向相反）。注意，在負載放電的半周期中Q13 關斷，可以看出此時的串級式MOSFET的工作狀態就和B類推挽放大器類似了，從而減低了設備的功耗，提高了電源的效率。實驗中還發現如R4太大，則系統的線性度和穩定性受損；由于
MOS閾值電壓具有負溫度特性，故Q13 對于溫度變化也是比較敏感，這樣也就對穩定性產生一些影響。第三，R5 相對于分壓器的其他電阻應當小一些，這樣可以降低Q13 的平均功耗，從而使溫度穩定度得到提高。
3.5 影響輸出電壓變動的因素
串級MOSFET輸出級的上下臂中的每個管子的飽和電壓在50伏左右，它相對于最大的輸出電壓來說影響不大；
可控的最大負載電流在一定程度上取決于瞬間輸出電壓，甚至在負載為純容性時，流過偏流電阻的電流實際上也被串級MOSFET分流。當輸出端相對輸出中點電壓最大時，此分流電流之值約為 1.5MA，但這對于較大正弦信號的響應特性幾乎沒有影響；如果負載中含有電阻成分，則最大充電電流值將會小一些。
運算放大器輸入端的偏移電壓的大小會影響輸出端中點的靜態電流值，建議IC2使用芯片2951可調電壓穩壓器，而且它和信號源耦合是交流的。實驗表明此電路能保證輸出電壓的線性范圍最大化；同時保證無論設備工作在靜態或是動態時各級MOS的功耗均衡。
4、.測試方法:
從略。
5．.結論與探討
5.1 初步調試
在給定負載下為獲取最佳充電電流即最大設備效率，先將R3和R4調到適當值。為此
①將高端（HT）電壓先調到1000伏，以減小調整過程中的難度，同時也減小調整過程中的功耗；
②調輸入直流偏壓，將輸出靜態電壓為電源電壓1/2；
③R4暫調成零，R3調到最大值，輸出電流約為10MA；再調R4將工作電流減到6MA左右；
④升高電源電壓到額定，重調輸入偏壓。
⑤調反饋元件R2和C2以獲得最佳頻率響應和閉環增益；
以上最佳狀態只是在方波小信號的情況下調得的，最后還要在大信號下細致調整。
如負載電容地域20PF，調整過程會更難一些。但無論如何，通過調整C3、C4可以在穩定性和帶寬是能夠找到一個較好的折中方案。
5.2 小信號性能
圖三是小信號電壓增益和相位滯后對頻率的依存關系，輸入信號峰峰值為10MV,單端輸出電路的總電容為50pf,全程增益變化僅為±0.5db,頻寬1.0MHZ頻帶中點的增益量是50.8db,當頻率升到2.0MHZ,增益迅速降到4.0db。此結果符合要求。
從圖3中還可看出其相位特性，其滯后角度與頻率成正比。
5.3 諧波失真
見圖4所示是輸出電壓的二次諧波失真V(2F)相對基波V(F)的關系曲線；當輸入正弦電壓的條件下，此曲線近似是拋物線。P-P為峰峰值。從圖中可以看出在全程輸出（3.4KV）范圍內，諧波失真小于0.04%，測試結果其他各項指標也符合要求。
5.4 輸出電容
5.5 三角波品質指標
5.6 溫度穩定性及噪音指標
6.結論
本文介紹的高壓高頻放大器能向電容負載以單端形式輸出峰峰值為3.4千伏的三角波電壓，充放電電流為8.0MA；并具有良好的大、小信號的響應狀態。在大信號是諧波失真包含基波和二次諧波兩部分，在全程范圍內小于0.04%，三角波的線性失真度為±0.01%（試驗頻率為1.0KHZ），在高頻工作條件下，相位失真是主要的。當負載電容為50pf,頻率升到7.0KHZ時，線性度降到±0.3%。
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