200W開關電源功率級設計方案
1. 導言
新的功率在200W-500W 的交流電源設計，越來越需要功率因素校正(PFC)，以在減少電源線上的能源浪費，并增加最多來自電源插座的功率。 這篇文章描述了一個用於液晶電視的200W 電源的設計與構造，所以提到了很多注意事項，以達到高效率，待機功率低於1W，外形小巧尤其是高度為25mm ，無風扇的簡單冷卻，低成本。這些特徵對於將要應用的場合是不可或缺的。
2. 電路描述和設計
設計指標如下∶
交流輸入電壓∶85-265VRMS·功率因素∶
> 0.95·總輸出功率∶200W·
三個直流輸出∶5V/0.3A12V/5A24V/6A電源分為兩個單元。
第一電源集成一個功率因素校正電路，內置在FAN4800 PFC/PWM(脈寬調制)二合一控制器周圍，產生一個24V/6A 和12V/5A 的輸出。這個器件包含一個平均電流模式PFC 控制器和一個能夠在電壓和電流模式下工作的PWM控制器。在描述的這項應用中，PWM工作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這種變換器能產生一個穩壓的24V 輸出。12V輸出則由一個采用MC34063A PWM控制器的Buck 變換器產生。這個附加模塊改善了12V輸出校正，減少交叉調節問題，這對於多重輸出正激變換器總是一個問題，當負載大范圍變化時。附加變換器成本不是很高，如果與一個雙管輸出變換器的更復雜、更大的耦合電感相比。
第二電源是一個基於飛兆半導體功率開關(FPS)的Flyback 變換器，它給FAN4800提供電源和5V 輸出。這個電源工作在待機模式下，它的無負載功耗低於500mW。因此，即使對於省電模式下小負載情況，也有可能滿足1W待機功耗的限制。
為了簡潔，設計計算和電路圖將在每個模組中單獨給出。最終完成的示意圖和布局，可在附錄中查到。
3. 功率因素校正
本節回顧了功率因素校正電路的電源選擇。用來設立乘法器的工作點和差動放大器的增益和頻率補償的低功率部件的
設計在[1]中給出。
3.1 整流器
由於主電源用來提供一個200W的輸出功率，即總輸入功率。假設PFC的效率為90%，正激變換器效率為90%，其中輸出功率為∶
考慮到最大輸入電壓為85VRMS，最大輸入電流為
電磁干擾濾波器的常見共模扼流圈，必須承受這部分電流，同時具有約10mH 高電感。市場上有一些扼流圈，具有高電流，高電感和小尺寸的特徵，來自EPCOS 和TDK。扼流圈的實際值和類型由電磁干擾測試確定，依賴於工作條件，也許與本文提出的濾波器有所不同。
與輸出串聯的負溫度系數熱敏電阻(NTC)限制了浪涌電流，但并非電源工作所真正需要的。
整流器根據IIn,RMS選定，但注意到高額定電流二極管通常在某一電流下具有更低的電壓降，使用一個額定電流略高的整流橋是有利的。對於實際設計，選擇一個6A/800V橋GBU6K。
整流器功耗是可以預計的，通過一個恒定正向電壓下已知的近似二極管正向特性乘以一個串聯電阻。正向電壓VF 和串聯電阻Rs 必須從規格說明書中查，對於GBU6K 分別是0.8V和0.03Ω。功耗方程變
如果我們假設一個絕對的最高結溫度TJ 為150℃，最高室溫為50℃，然後BR1 散熱器的熱大熱阻(與空氣之間)應為
在講述的設計中，通過L1的波紋電流的振幅被選定為輸入電流的20%。在這種選擇下，電感可以根據下列等式(5) 計算∶ 圖2是雙管正激變換器。在這個應用中，FAN4800的PWM部分運作在電流模式，控制一個雙管正激變換器。這個拓撲基本上和熟知的單管正激變換器相同。但它的優點是，兩晶體管中的任何一個漏極電壓只需要等於PFC的直流輸出電壓。相比之下，標準正激變換器需求兩倍大小的漏極電壓，差不多800-900V。此外，對於雙管正激變換器，變壓器構造簡單，便宜，因為它不需要復位繞組。
當然有缺點需要考慮∶使用的拓撲需要兩個晶體管，其中一個的門極電壓懸浮于高電壓。如果細看，這些問題都不是大問題，因為功率MOSFET 的導通阻抗正比於漏極電壓，為2至2.5 倍。這意味著兩個晶體管，只須有一半耐電壓同時只有一半導通阻抗，即可使用更少的矽面積得到相同的傳導功耗。所以兩種解決方案的成本是相似的。
因為使用了門極驅動器FAN7382，第二缺點也沒有了。這個器件包含一個完全獨立的低端和高端門極驅動器。這是很重要的，因為在雙管正激變換器中，所有的晶體管同時關閉和導通。當導通時，能量轉移到次級;當關閉時，變壓器經復位二極管D217和D218被去磁化
對於雙管和單管正激來說，主要設計等式完全相同，所以飛兆半導體應用說明AN-4137及其相關的電子數據表，如圖3所示 [2]，可用於考慮一些變化後的計算。由於變換器直流電壓由一個PFC預調節器產生，填入電子數據表的線路電壓須選擇適當，以獲得正確的直流電壓。在這個應用中，284VRMS用於兩個最低和最高線電壓。線頻率并不影響計算。
接下來，考量 直流母線電容大小(例如1000uF)，因為使用到PFC，實際直流母線電容器兩端的紋波電壓相當小。
最高占空比也須嚴格小於0.5，允許變壓器去磁化。為了留下一些馀量，最大占空比選擇為0.45。
由於已經有了單個晶體管正激的表單，np/nr比(Excel:Np/Nr)和最大額定MOSFET電壓可以忽略。
輸出濾波電感L5的電流紋波因素Krf 的選擇，通常是一個反復的過程。一方面，想使這個因素盡可能小，以減少初級和次級電流的RMS 和峰值。另一方面，L5 不得過大。因此，開始假設一個紋波因素，然後檢查L5的配置結果是否可以接受。在這次設計中，KRF值為0.21，L5的計算電感為40μH。計算的繞組將完全填補一個EER2828磁環。根據選擇的KRF，通過Q205和Q206的電流的RSM和峰值如下∶
如前所述，最高漏極電壓稍微大於400V足夠了，能有效使用額定電壓為500V MOSFET。其次，輸出建議使用600V MOSFET， 而不是一個浪涌電壓限制器。SUPERFETTM FCP7N60具有下列數據
功耗能夠很容易得到，與計算Q1功耗類似。
這里給出了一個功耗上限值。在實際中，勵磁電感的諧振和節電輸出電容使電壓降低到400V以下，Q206的功耗當然是完全相同的。每一個MOSFET需要一個最大熱阻為20℃/W的散熱器。
電流感應電阻R233的值是這樣選擇的，最大峰值電流可能超過1.6A。如果電阻值為0.56Ω，這個條件實現了但沒有馀量。出於這個原因，選擇0.47Ω電阻，此時最大峰值電流為2.1A
電感L5，變壓器，二次整流和濾波，都可以根據Excel表計算。在工作表給出的變壓器AP等式的幫助下，為變壓器選擇了一個EER2834磁環，繞組數據可在附錄中查到。整流二極管的反向電壓計算值是57V，但是推薦使用一個指定最大電壓至少100V的整流二極管。為了減少傳導和開關損耗，最好使用肖特基二極管。RMS電流負載在電子數據表中給出，可以用來確定二極管;實際選擇的是兩個FYP2010DN二極管。整流二極管D219和D220的平均電流為∶
確定功耗的方法與BR1和D1的方法相同。
再次，每個二極管使用的散熱器熱阻不超過20℃/W。
給出的電感差不多是1mH。當RMS電流等於RMS輸入電流時，L1的峰值電流是
在這個電流和5A/mm2的電流密度下，所需的銅線截面積約為0.58mm2。 由於高頻電流僅為輸入電流的20%，趨膚效應和鄰近效應不是很明確。三或四條細電線并聯總面積能夠達到所需面積就足夠了。在實際設計中，使用了三根直徑為0.5mm的電線，電流密度略低於5A/mm2。L1 的磁環尺寸根據被稱為磁環區域乘積Ap確定，即有效磁性截面積和繞組面積(骨架)的乘積。這個乘積很容易證明是
其中ACu是銅線面積，Bpeak 是飽和磁通密度(對於大多數鐵氧體，≤0.35T)。fCu是銅填充因子，對於簡單電感，約為0.5;對於含有幾個線圈的變壓器，約為0.4。確定這些數據後，L1的Ap需求值是
基於慣例，對大多數磁環，磁性截面積和繞組面積非常相近，需要的磁環面積為
因此，對於我們的應用，一個合適的磁環的Ae約為122mm2。雖然，要找到此磁截面的磁芯并不難，但電感的高度由於應用要求被限制在25mm。因此，經過一番對磁環和筒管規格說明書仔細搜索之後，選擇了EER3542，它的Ae為107mm2，AW為154mm2，得到AP約為16500mm4。
其中AL，0是無氣隙磁芯的AL(查磁芯規格書)，有氣隙的磁芯的AL是1mH/1242=65nH。如果後兩個值的單位是nH，Ae 的單位是mm2，那麼氣隙長度s 的單位是毫米。在這次設計中，氣隙長度約2 毫米。
3.3 Q1和D1
因為最高額定輸入電壓是265VRMS，Q1的最大漏極電壓為500V 似乎足夠了。但是建議使用一個額定電壓為600V的MOSFET，因為經驗顯示這個600V MOSFET，能夠承受浪涌測試，根據無損壞IEC61000-4-5標準，而500V類型則需要額外的浪涌電壓限制器。同樣，這對於Boost二極管也是有效的。這是因為電解質電容C5能夠吸收大量能量，保護一個600V 器件，而不是500V器件。Q1和D1的峰值電流和通過L1 的峰值電流是相同的，即4.5A，而Q1的RMS 電流為∶
D1的RMS 電流為∶
尤其對於MOSFET，低功耗和峰值電流是選擇某些器件的重要考慮因素。
經過一番計算，選擇了一個最大RDSon約為0.45Ω@100℃的SuperFetTM FCP16N60。Q1 的總功耗分成傳導功耗和開關功耗。傳導功耗如下∶
開關損耗進一步分為，由於源漏電容(加上寄生電容的，例如L1 和PCB)放電導致的功耗和由於開關過程中電流和電壓重疊帶來的功耗，以及D1反向恢復帶來的功耗。所有這三項都無法確切了解，但可以根據下面的表達式估計∶
FCP16N60的COSS,eff是110pF，而雜散電容Cext估計為150pF。50ns的交叉時間tcrossover 是一個合理的估計值，并且得到測量確認。二極管反向恢復導致的功耗預計為2W。最終，Q1 的總功耗是∶
如圖所示的Buck 變換器工作在連續模式，由一個簡單的，但是工作在100千赫的有效PWM 控制器控制。因為開放集電極輸出，使用一個由Q211/212 組成的驅動器來驅動P溝道MOSFET。通過Q209，D223和L6的峰值電流是6.3A。功耗差不多很容易被確定了。結果是∶器件需要的散熱器的熱阻不小於25℃/W。
由於肖特基二極管的快速開關，寄生振蕩激烈，必須采用RC 網絡R246/C250和R247/C249 抑制。雖然在文獻中有很多如何確定這些網絡值的等式，經驗顯示計算值僅僅是實驗優化的一個初值。原則上，使用相容在一個FYP2010中的兩個二極管是可能的，但在這種情況下，每個封裝的功耗加倍了，散熱復雜了。另一個用兩個二極管代替一個的理由是，即自驅動同步整流器(未列出)準備的PCB 需要兩個單獨二極管。
6. 待機電源
由FSD210B 驅動的flyback 電源(圖5)，不僅產生5v輸出電壓，而且也給FAN4800和FAN7382供電。通過OC2，主電源在待機期間是完全關閉的，只有這個電源仍然工作。
通常這種電源沒有什麼特別的，而且可以很容易地在AN-4137和相關電子數據表，或SMPS 設計工具[3]的幫助下進行設計。
實際設計的輸出電壓是5V，電流是0.3A，但有了上述工具，改變設計到一個不同輸出電壓和功率高達約6W，并不是一個問題。由於使用FOD2711BTV，輸出電壓下降到3.3V 也不是問題。
7. PCB 布局和機械構造
在文獻[4]中可以找到功率電子布局規則，談到高di/dt 的回路封閉區域和高dv/dt 節點的銅箔區域必須盡可能小，旨在減少電磁干擾。另外，Q1的源引腳，R233接地，R5右側和FAN4800 接地引腳應該連接成星形，以減少共阻抗耦合的負面效應。
實際中的問題有∶對於較高輸出功率，PCB會較大;功率半導體必須放置在大散熱器上。結果是，往往不可能使回路小到應該達到的值，同時結合電流密度規則，布線和星形的銅芯面積會破壞完整的電路板。因此，一種高功率電源PCB有時是一種妥協，尤其是考慮成本須選擇單面PCB。
如果密切留意實際的電路板，你會發現一些不太重要的信號走的路線不一定是最短路徑。這允許仿效星形連接的大型接地平面。此外，接地平面和熱信號之間的間隔應盡可能小(考慮可靠性，對於給定電壓，間距約2mm)，以使回路最小。其次是成本因素，由一個2mm 厚鋁板組成的簡單散熱器，被彎曲成‘U’形，并被應用到初級和次級。只有Q1，消耗更多功率，需要一個額外的散熱器。
8. 測試結果
本電路板有一份詳細的測試報告。這里顯示了三項測試結果。
8.1 待機電源和輸入電壓
見圖78.2 全負載效率和輸入電壓見圖8
輸入電壓大於110VRMS時，效率遠高於預計的81%。對較小的電壓，數據可通過一個低阻抗EMI濾波器和去除NTC1提高。
8.3 功率開關和二極管波形見圖9
圖9 的左側顯示Q212 的漏極電流(下跡線)和電壓(上跡線)。從電流看來，CCM中的PSU工作是很明顯的。該漏極電壓被很好地箝制在直流電源電壓，當MOSFET關閉時。變壓器去磁化之後，電壓開始下降。斜率由變壓器激磁電感和MOSFET 的CDS確定的諧振值決定。
當MOSFET 導通時，漏極電壓有機會接近最低值，但由於勵磁電感的高誤差(+/-30%)這可能因不同電路板而異。圖10 的二極管波形清楚地顯示了當二極管關閉時的寄生振蕩。
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